Схемы металлоискателей MD4U

Ответ - нет. Однако, в процессе отладки такое решение апробировалось, но никакого выигрыша замечено не было. Код был сохранен, но отключен с помощью директив условной компиляции. Использовался макрос SDMD_FSINCOS() для выражения амплитуд из фазы.

Фрагмент из файла "sdmd.c":


SDMD_REAL_SINUS - определено в файле "sdmd.h":

Вот как раз данная операция (2) мне непонятна. Я ее проделал в Екселе, получил нечто такое. В качестве сигнала с АЦП служили значения cos из п(1) сдвинутые на шару по времени. Непонятно какую пользу я извлек от этих действий

А почему результат перемножения на значения SIN/COS "расползся" по постоянке?
SIN/COS должны принимать значения от +1 до -1. Проверьте ваши формулки в Екселе

Может быть потому что, сигнал с АЦП я получал так - взял исходный COS затем сдвинул его на "полфазы".
например:
cos исходный cos с АЦП
0.540302306 -0.145500034
-0.416146837 -0.911130262
-0.989992497 -0.839071529
-0.653643621 0.004425698
0.283662185 0.843853959

я экселовский файл приложил ведь. Я же вижу что сигнал в приемной катушке отличается от исходного примерно как-то так.

1. Excel считает в радианах, 2*пи (рад) = 360гр
2. сдвиг по фазе это - cos (B+d) где d-фазовый сдвиг в радианах
Сумма множества произведений даст значение - cos(d), а все переменные составляющие в сумме будут =0

Отвечаю. sin и cos идут с высокой частотой (порядка 10 кГц, в зависимости от применяемой катушки). После перемножения входного сигнала в статическом режиме на cos и sin получаем постоянную составляющую (которая говорит об амплитуде сигнала и сдвиге фаз) и удвоенную частоту. Так вот сразу после этого умножения можно и нужно поставить фильтр низкой частоты (ФНЧ), который выделит только постоянную составляющую. В случае движения цели это будет не постоянная составляющая, а видеосигнал со спектром от единиц Гц до примерно 10...20 Гц (в зависимости от скорости цели). Я рекомендую сразу после "умножения" выборки суммировать в окнах штук по 220...240, это никак существенно не повлияет на последующую обработку (какой бы она не была), кроме как понизит объем обрабатываемых данных. Действительно при частоте дискретизации 48 кГц, сложение выборок в окне по 220 шт реализует фильтр с АЧХ вида sin(f)/f, причем первый "ноль" АЧХ данного ФНЧ будет 200 Гц, а сигналы в полосе 0...100 Гц будут проходит практически без искажений.

Вспоминаем тригонометрию 9-ого класса!
Пусть S(t) = A * cos(2*pi*f*t + fi) - полезный сигнал в статическом режиме (цель находится в поле катушки и неподвижна).
A - амплитуда сигнала цели
fi - фаза сигнала цели

Умножаем сигнал S(t) на "cos":
S(t) * cos(2*pi*f*t) = 0.5 * A * (cos (fi) + cos (4*pi*f*t + fi))
Т.е. получаем, постоянную составляющую re = 0.5 * A * cos(fi), которая характеризует фазу (ТО, ЧТО НАМ НАДО) и удвоенную частоту, которую нужно подавлять ибо она нам только "мешает".

По аналогии, при умножении сигнала S(t) на "sin" наша задача выделить im = 0.5 * A * sin(fi).

Теперь как вычислить fi? Кто программирует на языке Си и не только, есть очень удобная функция, fi = atan2(im, re).
Как вычислить A? A = sqrt(re*re + im*im).

Ну и еще раз, отвечаю Petrucho.
Почему sin*cos "расползается по постоянке"? Потому, что один из них не cos или не sin.
Чтобы понять потренируемся на пальцах.
Вспоминаем cos(f) * sin(f) = 0.5 * sin(2 *f) - "постоянки" действительно не должно быть, а
cos(f) * cos(f) = 0.5 * (1 + sin(2 * f)) - "постоянка" есть и равна 0.5.
Постоянки нет только в том случае, если разница фаз перемножаемых синусоид +pi/2 или -pi/2.

Нормально там все в Экселе...

Да был не прав. В полном виде:

Имеем: Fд=48кГц, Fс=10кГц и фильтр в виде «простого скользящего среднего»
Необходимо выбрать: минимальное N – порядок фильтра, обеспечивающего подавление Fс в ноль.
АЧХ «простого скользящего среднего» представляет собой функцию sin(x)/x с первым нулем передачи -> Fд=48кГц и с шагом следования нулей dF=Fд/N
На каком-то шаге /К/ ноль должен попасть на Fс … (Fд/N)*К= Fс =>N= (Fд/ Fс)*K=4.8*K
Числа К и N должны быть целыми и ближайшие значение: К=5, N=24
Т.е. порядок фильтра (количество отсчетов участвующих в накоплении) должен быть кратен - 24.
При 240 отсчетах участвующих в накоплении первая частота с нулевым подавлением будет = Fд/N=200Гц, а подавление внеполосных шумов составит sqrt(N)=15раз
...или для вашего случая - выбирать Fс=(Fд/N)*К=218,18*К (Гц)...

Замкнутый круг получается, чтобы найти im, re надо знать fi, а чтоб найти fi, надо знать im, re? (А - амплитуду ладно, снимем с катушки приемной)

Это, вряд ли, т.к. амплитуда регистрируемого сигнала отклика от цели в данном случае может быть во много раз меньше шумов с катушки.

Вот нашел интересное http://electronix.ru/forum/index.php?sh ... ntry339537 "Вычисление фазового сдвига"

Для вычисления фазового сдвига нужно лишь найти два коэффициента в разложении в ряд Фурье:

a = (2/M)*Sum[S(t)*cos(2*Pi*F*t)] и
b = (2/M)*Sum[S(t)*sin(2*Pi*F*t)],

где M - число отсчетов синуса S(t).

тогда:
1.начало
double asum, bsum;
//где M - число отсчетов синуса S(t) по сути размер приемного буфера.
//F - частота сигнала в приемной котушке, которая вобщем равна передающей, пусть 10250 гц.
//S - буффер амплитуд сигнала с приемной катушки (который жолтый на графике)( полученный с микрофонного входа набор цифер)
for (int i=0; i<M; i++)
{
asum = asum+S(i)*cos(2*Pi*F*i);
bsum = bsum+S(i)*sin(2*Pi*F*i),
}
a=(2/M)*asum;
b=(2/M)*bsum;

a и b и есть эти самые im и ir как я понимаю.
Тогда ДЛЯ ВСЕЙ(?) выборки вычисляем фазу и амплитуду:
fi = atan2(b, a)
A = sqrt(b*b + a*a).
Запоминаем fi и А и снова делаем выборку, снова переходим к 1.начало
и сравниваем fi и А старые и новые - отсюда делаем вывод куда поехал сигнал

Вы можете отключить эти сообщения.

Alex Zorg об этом и написал... да еще и расписал, что такое a, b...

Alex Zorg а как вы сравниваете всетаки фазу исходного сигнала в передающей катушке и полученного в приемной? Дело в том, что даже запуская "одновременно" звуковуху на прием и передачу, не факт что это будет одновременно.
Или вы вобще с сигналом передачи не работаете, пищит себе в TX и ладно, и сравниваете между собой фазу выборок только?

зы. Вроде бы если S(t) - t-oe значение амплитуды в приемной катушке , то cos(2*Pi*F*t) должно быть не вычисленное, это должно быть t-ое значение амплитуды в передающей катушке.

Mobilemedved, я сравнивал именно фазу между излучаемым и принимаемым сигналом.

Если у Вас PCI звуковая карта, то ЦАП и АЦП работают достаточно синхронно: "выборка в выборку" или, как говорят по русски "ноздря в ноздрю".

Действительно, от экземпляра к экземпляру звуковой карты фазу нужно подбирать, об этом я писал в своем эссе о тех алгоритмах, которые реализованы в модуле "qsdmd.c". Фазу я корректировал дважды: один раз автоматически по сигналу "пролаза" и второй раз на некоторую постоянную величину, подобранную для того, чтобы VDI тестовых целей определялось корректно.

С USB звуковой картой все гораздо противнее, прерывание об опустошение выходного буфера ЦАП является асинхронным по отношению к прерыванию о заполнение входного буфера АЦП. В таком варианте я НЕ работал, но очевидно, что можно будет выкрутится и в этом случае, но я до этого не дошел. С учетом того, что Вы постепенно осваиваете суть процессов, то мне будет сложно описать вкратце алгоритм работы в случае такой "асинхронной" звуковой карты. Надеюсь, у Вас все-таки PCI звуковая карта и одно и тоже прерывание сигнализирует об опустошении выходного буфера и заполнении входного.

P.S. Рекомендую реализовать построитель годографов, чтобы понять суть происходящего "в натуре", а уже потом реализовывать алгоритмы обнаружения и измерения VDI.

VDI и прочее различение целей мне пока по барабану вобще:) Карта PCI или встроенная в мамо.
Видимо математика код у меня в целом правильный, но реализация работы с АЦП и ЦАП неверная. Надо сделать буферы Rx и Tx одного размера. И запускать их по прерыванию одновременно. Прерывание не одно и тоже если я вас правильно понял. В WinApi cуществует две callback функции(прерывания), которые вызываются драйвером звуковухи или самой картой (точно не знаю, да и пофиг). Одна вызывается по заполнении буфера записи. Другая по достижению конца буфера проигрывания. Ну, то есть их можно вобще не вызывать, вызывать только какуюто одну и так далее...
Стало быть буду пытать такую методу:

callback Очередной буфер Rx заполнен
{
передать заполненый буфер Rx в расчетную часть
остановить проигрывание Tx если оно не остановилось.
запустить Tx заново играть с начала
запустить на запись следующий буфер Rx
}
у меня 4 буфера по 512 байт что дает 256 отсчетов при 16 битном преобразовании с частотой 44100 кц

Что то неудается мне синхронизация. Предлагаю простой вариант. СТЕРЕО запись с микрофонного входа. На один канал пишем с катушки RX на другой с Tx. Тут уж должно быть абсолютно точно?
А катушки при такой схеме не потеряют балансировку?

Резистор последовательно с Тх от "земли" для измерения Тока и собираем структуру Немфис -> viewtopic.php?f=8&t=4387&start=850

Изучил, но не понял юмора:) Вы считаете мою идею негодной?
зы. Кто нить продайте нормальную, сбалансированную готовую катушку DD, наверняка ж валяется ненужные самодельные.

Катушки "не нужные самодельные" ,они делаются под какой то тип прибора и имеют некие характеристики. Это хотябы частота и способ раскачки. Т.е. последовательного или параллельного ТХ контура. Я думаю что нормально сбалансированные, стабильные, короче говоря кондиционные лишними не бывают и не валяются. Такие вещи делают под заказ либо отдают свои штатные. Даже и БУ. Но это самодел! Потому БУ бывают разные разные...

Отнюдь... Только, необходимо измерять ток, а не напряжение... Имея 3 массива входных данных (опорный Tx, принятые: Ток-Тх и Rx) вполне можно получить нормальный МД... Синхронизировать опорный и принятые каналы нет необходимости...

У меня все работает. Катушки подключаем как нарисовно мной ранее, резистор берем побольше.
Без разницы на какой канал микрофонного входа подключать приемную катушку а на какой подавать сигнал через резистор с выхода.
Если будет зашкаливать от передаваемого сигнала - крутите микшер в виндовс (баланс), уменьшайте чувствительность микрофона в нужном канале.

Верхний экранчик просто показывает сигналы Tx и Rx.
Нижний экранчик показывает вроде бы изменение амплитуды
вся отрисовка происходит раз в 0.1 секунду по таймеру, и с реальными процессами чтения, записи, вычисления несвязна. Это я к тому чтоб небыло вопросов, типа "почему рывками".

Математика такая, я тупо премножаю числовые значения левого и правого канала. Затем суммирую результат, и делю на количество этих самых значений. А количесвто их всегда одинаковое потому что зависит от длины буфера.
Получаю одну цифирь. Из нея извлекаю корень. Сохраняю в массив. Затем массив выборок (25 штук) рисуется в нижнем экранчике.

Читайте теорию, МД - это прибор с фазовой дискриминацией целей и учета сигнала от грунта, имеющего свои отличительные фазовые характеристики. В вашей арифметике фазы - НЕТ!

удалил собщение

Посмотрите на свои картинки сверху и загибайте пальцы: почему данный метод не применим к МД...

Sergey_P я в некотором затруднении в данный момент:( У меня есть два сигнала Rx и Тx в виде набора числов(амплитуд), а что с ними делать непонятно. В том смысле что аналитические то формулы здесь уже приведены, а у меня - цифры:( Даже незнаю как сформулировать вопрос.. не судите строго попробую так:
Вот формула a = (2/M)*Sum[S(t)*cos(2*Pi*F*t)]
где S(t) амплитуда Rx. массив цифер
M - количество точек (у меня 512 отсчетов, но это непринципиально)
t - энная точка (0-512)
а вот далее cos(2*Pi*F*t) это опорный сигнал ведь?

Перепишем формулу более близко к моей задаче, а точнее к С++:
a=(2/M)*Sum[Rx(i)*Tx(i)]
здесь i=0...512
Rx, Tx - массивы амплитуд соответсвующих сигналов.

И тут внезапно вспоминаем про вторую формулу: b = (2/M)*Sum[S(t)*sin(2*Pi*F*t)],
это чо будет?
b=(2/M)*Sum[Rx(i)*Inv(Tx(i))] , где Inv инверсия знака символизирующая поворот на 180 градусов

я верно мыслю, или нет? И надо ли нормировать амплитуды сперва ?